負(fù)載可控的變壓器式可調(diào)電抗器能實(shí)現(xiàn)電感的快速、連續(xù)調(diào)節(jié)，其控制量與電感的線性度好，同時(shí)產(chǎn)生較小的諧波叫因而在很多領(lǐng)域都有應(yīng)用。但是，電抗器逆變橋直流側(cè)的電壓對其性能影響很大，直流側(cè)若采用直流電源，對提高電抗器的性能固然有益，但必將加電抗器系統(tǒng)的成本，同時(shí)也限制了電抗器的應(yīng)用范圍；采用電容器作為逆變橋的直流電源將有利于減小電抗器的成本，擴(kuò)大其應(yīng)用范圍，但必須有效地控制其電壓，使電抗器工作在正常狀態(tài)。在啟動過程中，為使電抗器進(jìn)入工作基金項(xiàng)目：國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（50777066）究方向?yàn)殡娏﹄娮釉陔娏ο到y(tǒng)中的應(yīng)用。狀態(tài)，設(shè)計(jì)了電容器的充電電路，但未涉及在運(yùn)行過程中如何控制該充電電路，保持電容電壓的穩(wěn)定。該電抗器的另一個(gè)特點(diǎn)是其初級等效電抗對變壓器本體參數(shù)的依賴較大，為有效控制電感，需要首先確定變壓器的本體參數(shù)。而在工程實(shí)際中，變壓器本體參數(shù)有一定的分散性，同時(shí)它將隨變壓器運(yùn)行工況的改變而變化，不利于控制系統(tǒng)的開發(fā)和電抗器的推廣，也不利于電抗器的精確控制。

　　針對上述問題，設(shè)計(jì)了一套控制系統(tǒng)，它不依賴變壓器本體的參數(shù)，且在沒有專門充電電路的情況下能有效控制逆變橋直流側(cè)的電容電壓，使電抗器處于有效工作狀態(tài)。

　　2電抗值的在線監(jiān)測原理變壓器工作在電抗器狀態(tài)時(shí)，由于其初級等效電阻遠(yuǎn)小于等效電抗，因此初級基波電壓與電流幅值比便是電抗器的等效電抗X.由于電壓或電流）包含了諧波分量，因此有效、實(shí)時(shí)地提取電壓或電流）的基波分量是實(shí)現(xiàn)電抗值在線監(jiān)測的關(guān)鍵。為基波分量提取模型，其中諧振環(huán)節(jié)G1、慣性G2、比例環(huán)節(jié)分別為：示出中子系統(tǒng)Gb的幅頻和相頻特性。

　　當(dāng)Gb的輸入信號um1頻率為50Hz時(shí)，Gb的增益為10dB），相移為零；當(dāng)Uin1頻率為49Hz時(shí)，Gb的增益為0.95-0.446dB），相移為3.44；當(dāng)心頻率為51Hz時(shí)，Gb的增益為1.05見，即使uin1的基波頻率出現(xiàn)偏移，Gb的輸出信號u仍能跟蹤Uin1的基波分量。

　　和-157.83；如果um1的頻率進(jìn)一步增加，Gb對Uin1的衰減將進(jìn)一步加強(qiáng)。由此可知，子系統(tǒng)Gb對2次諧波有一定的衰減作用，而對3次及其以上的諧波具有很好的衰減作用。

　　為了提高系統(tǒng)對2次諧波的衰減能力，同時(shí)不對其他諧波產(chǎn)生不利的影響，在控制系統(tǒng)中增加了延時(shí)時(shí)間為10ms的延時(shí)環(huán)節(jié)D以及比例系數(shù)為0.5的比例環(huán)節(jié)K，如所示。將輸入信號um延時(shí)10ms后再與其信號本身相減，即可有效消除um中的2次諧波和直流分量，即使頻率出現(xiàn)偏移，uw中的2次諧波分量也遠(yuǎn)小于uin中的2次諧波分量，而uin1中的其他高次諧波分量也不會大于uin對應(yīng)的高次諧波分量，這更有利于輸入信號中的諧波衰減。而子系統(tǒng)Ga對um中的基波分量基本沒有影響。

　　由此可知，所示系統(tǒng)對頻率具有較強(qiáng)的選擇性，它對直流分量和高次諧波分量具有較大的衰減作用，而基波頻率的信號則能通過，因此它能有效地提取um的基波分量。利用所示系統(tǒng)提取電抗器初級繞組電壓和電流的基波分量，并進(jìn)而得到基波分量的幅值，它們之比即為當(dāng)前狀態(tài)下電抗器的電抗值，這樣就實(shí)現(xiàn)了電抗值的在線監(jiān)測。

　　3逆變橋直流側(cè)電容電壓的控制原理示出變壓器式可控電抗器的結(jié)構(gòu)原理圖。

　　通過單相逆變橋?qū)崿F(xiàn)電流源i.根據(jù)可得：當(dāng)/sinwt時(shí)，控制kksinwt，其中為實(shí)數(shù)該分量簡稱為同相分量，下同），則U1=R1+島+kM）di1/dt.可見，當(dāng)i2與i1同相或反相時(shí)，變壓器工作在電抗器狀態(tài)，其電抗值與有關(guān)。

　　由此可知，只有有效控制變壓器才能工作在電抗器狀態(tài)；而只有有效控制，逆變器才能有效控制i2.因此有效地控制Ud對電抗器的正常工作具有重要的意義。

　　在工頻周期內(nèi)，電流源i吸收和釋放的能量決定了該周期內(nèi)電容電壓的變化，其變化量為：的平均功率有功功率）；Uc0為該周期初始時(shí)刻的電容電壓；C為逆變橋直流側(cè)電容的值。

　　如果i2只有同相分量，根據(jù)和式2），則在一個(gè)T內(nèi)i所消耗的平均功率P1k12R2/72.綜上可知，由于R2的存在，變壓器工作于電抗器狀態(tài)時(shí)，Ud將下降。如果不控制該電壓，比較終將因Ud的下降而不能有效地控制i2，進(jìn)而影響電抗器的性能，變壓器甚至不能工作在電抗器狀態(tài)。在實(shí)際系統(tǒng)中由于R2較小，Ud的下降速度也較小。

　　-n/2）時(shí)，2為實(shí)數(shù)該分量稱為垂直分量，下同），則在T內(nèi)，電流源i所消耗的平均功率P2=k22R2/2/2-k2wM/2/2.控制0wM/R2，則P2恒大于零。根據(jù)式2），當(dāng)i2只有垂直分量時(shí)，則有：根據(jù)上述，當(dāng)i2只有垂直分量時(shí)，且k2<0或k2>WM/R2，Ud將減小；當(dāng)0　　4電抗器的控制系統(tǒng)示出電抗器的控制系統(tǒng)，其中采用第2部分所述方法在線監(jiān)測電抗的值，將其與給定值比較形成的誤差作為PI調(diào)節(jié)器的輸入信號，PI調(diào)節(jié)器的輸出信號為ki，i與初級電流基波分量之積為i2的同相分量，控制ki將控制該分量以控制電感值；2與延時(shí)后的初級電流基波分量之積構(gòu)成i2的垂直分量，控制k2來控制i2的垂直分量以控制。

　　系統(tǒng)能較好地提取了系統(tǒng)中的基波分量。

　　為電抗器控制系統(tǒng)的系統(tǒng)在控制電抗器時(shí)不依賴變壓器的本體參數(shù)，并能控制。2的同相分量和垂直分量均為基波電流分量，它消除了i1的諧波分量對電抗器性能的影響。

　　5仿真與的基波分量提取模型，并進(jìn)行仿真分析。當(dāng)輸入信號為~1000的方波信號時(shí)，其輸出信號為50Hz的基波信號。對信號進(jìn)行傅里葉分析表明，輸入信號中的基波相量為560.87e-10617，而輸出信號的相量為560.805e-20645. b為Ud進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)后電抗器的初級電壓和電流，在約0.365s前，盡管Ud在下降，但由于乙均處于有效控制狀態(tài)，電抗器有效地跟蹤了給定電抗值15ft）；在大約0.365s時(shí)，由于Ud達(dá)到控制電壓的下限值，在次級繞組中引入了垂直電流分量，該過程引起了電流畸變，但該過程很短，在約0.4s時(shí)，電抗器再次進(jìn)入穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)。由b可知，Ud在調(diào)整過程中，電抗器的初級等效電抗也有效跟蹤了給定電抗。若中沒有R1，則Ud下降速度更慢，同時(shí)Ud從下限值調(diào)整到上限值的過程會更短，Ud的調(diào)整過程對電抗器性能的影響會更小。

　　在運(yùn)行過程中改變Ud的給定從而改變直流電壓的上限值和下限值）的。將Ud的給定值從550V其上、下限值分別為560V和540V）調(diào)整為605V其上、下限值分別為615V和595V），約在0.6s時(shí)開始調(diào)整，0.65s時(shí)完成調(diào)整。

　　d為電感調(diào)節(jié)過程的。

　　為驗(yàn)證所提出SVPWM細(xì)分優(yōu)化算法在實(shí)際應(yīng)用中的效果，特基于DSP-FPGA控制一臺電壓型三相逆變器帶120W交流電機(jī)進(jìn)行，示波器波形幅值為實(shí)際波形比例壓縮30倍所得。

　　實(shí)驗(yàn)波形5結(jié)論提出了一種SVPWM細(xì)分優(yōu)化方法，并通過Matlab離線計(jì)算及DSP-FPGA將該算法成功應(yīng)用于交流電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)。與傳統(tǒng)的SVPWM調(diào)制方法相比，該方法簡單，占用硬件資源少，實(shí)時(shí)性強(qiáng)，實(shí)驗(yàn)證明其控制效果良好。